Влияние радиационных потерь на производительность высокочастотной печатной платы.

Эта статья является продолжением статьи IPC [1], представленной в прошлом году, в которой рассматривались микроволновые вносимые потери передачи печатных плат.

Вносимые потери в них состоят из 4 компонентов;

• потери в проводнике,
• диэлектрические потери,
• потери на излучение,
• потери на утечку.

В предыдущей статье основное внимание уделялось потерям в проводниках и диэлектрическим потерям, а в этой статье будут рассмотрены потери на излучение.

Потери на излучение могут оказаться разрушительными по разным причинам. На конструкции, чувствительные к электромагнитным помехам (ЭМИ), могут влиять радиационные потери в цепи и, в частности, то, как излучаемая энергия может влиять на соседние цепи. Кроме того, на производительность чувствительных к потерям систем могут повлиять дополнительные потери на излучение, если они не учтены в полной мере. Наконец, широкополосные высокочастотные и миллиметровые платы, безусловно, имеют проблемы с потерями излучения, и разработчики прилагают много усилий, чтобы учесть эти потери.

Фон.

Трудность прогнозирования и учета радиационных потерь связана с тем, что с этим механизмом потерь связано множество переменных. Потери на излучение зависят от частоты, эффективной диэлектрической проницаемости, толщины проводников, импеданса, обрывов, побочных паразитных моделей и конструкции схемы. Проблема усложняется тем, что радиационные потери часто представляют собой комбинацию нескольких из этих зависимостей. Чтобы продемонстрировать различные аспекты радиационных потерь в этой работе, многие из этих переменных будут обнулены, чтобы проиллюстрировать влияние одного конкретного фактора радиационных потерь. Это будет сделано несколько раз с разными коэффициентами, чтобы показать несколько ключевых зависимостей радиационных потерь.

Существует три распространенные конструкции СВЧ печатных плат. Эти конструкции показаны на рисунке 1 и могут быть микрополосковыми, копланарными и полосковыми.

Микрополосковая конфигурация, вероятно, является наиболее распространенной и обычно является частью многослойной печатной платы в качестве внешних слоев. Полосковая конфигурация также очень распространена и имеет некоторые преимущества перед микрополосковой. Одним из преимуществ при правильном проектировании является отсутствие потерь на излучение, тогда как микрополосковая схема склонна к этим потерям.

Существует множество различных вариантов копланарной конфигурации, и в СВЧ печатных платах чаще всего используется заземленный копланарный волновод (GCPW), также известный как копланарный волновод с проводником (CBCPW). Эта конфигурация показана на рисунке 1 и называется просто копланарной.

Вышеизложенная работа будет сосредоточена на конфигурациях микрополосковых линий и некоторой информации, касающейся схемы GCPW. Полосковая линия рассматриваться не будет. Дано общее выражение для вносимых потерь в цепях линий передачи, построенных по этим конфигурациям:

Общие потери (вносимые потери, αT) состоят из потерь в проводнике (αC), диэлектрике (αD), потерь на излучение (αR) и потерь утечки (αL). Потери утечки обычно связаны с материалами полупроводникового класса и обычно не являются проблемой для высокочастотных схем печатных плат. Есть исключения для некоторых вариантов с высокой мощностью, однако в рамках этой статьи потери от утечки не учитываются.

Более подробная информация о потерях в проводнике и диэлектрических потерях была представлена в прошлогодней статье IPC [1] этого автора, а потери на излучение можно определить с помощью следующих простых выражений:

Символы αr, h, λ0 и εeff обозначают потери на излучение, толщину подложки, длину волны и эффективную диэлектрическую проницаемость соответственно. При использовании уравнения 2 для расчета потерь на излучение необходимо использовать уравнение 3, если рассматривается согласованная линия передачи, а уравнение 4 используется для линии с разомкнутой цепью. Уравнения 2, 3 и 4 были взяты из статьи [2], в которой оценивались радиационные потери различных микрополосковых схем. Из различных схем, рассмотренных в этом исследовании, уравнения 3 и 4 будут использоваться для разных сценариев, чтобы продемонстрировать поведение потерь на излучение в различных конструкциях.

Некоторые зависимости потерь на излучение можно легко увидеть в уравнении 2, и одна из проблем заключается в том, что толщина схемы (h) может оказать существенное влияние на эти потери. Более толстая схема будет иметь значительно большие потери на излучение, чем более тонкая.

Кроме того, работа на более высоких частотах (меньшее λ0) также будет иметь увеличенные потери на излучение, как видно из уравнения 2, где λ0 имеет обратную зависимость от αr. В схемах, работающих на очень высоких частотах, превышающих 30 ГГц, обычно используются тонкие подложки, чтобы компенсировать проблему потерь на излучение.

Менее интуитивно понятно, если рассматривать уравнения 2, 3 и 4, что схема с низкой эффективной диэлектрической проницаемостью приведет к более высоким потерям на излучение, чем в схемах с более высокой эффективной диэлектрической проницаемостью. Термин «эффективная диэлектрическая проницаемость» относится к комбинации диэлектрической проницаемости (Dk) подложки и воздуха (Dk = 1) при рассмотрении таких схем, как микрополосковые или копланарные. По сути, при прочих равных условиях схема, использующая подложку с высоким Dk, будет иметь меньшие потери на излучение, чем схема, использующая подложку с низким Dk.

В качестве небольшого примечания, есть некоторые схемы, для которых требуются высокие потери на излучение. Это антенные варианты, излучающие элементы которых иногда выполнены в виде печатных плат. В этих схемах часто используются толстые подложки с низким Dk, и такое сочетание материалов вызывает большее излучение радиочастотной энергии.

Продолжая обсуждение зависимостей радиационных потерь, обратимся к теме импедансных переходов. Существует несколько аспектов проектирования СВЧ-схем, где необходимы переходы импеданса. Примером может служить печатная плата микроволнового усилителя мощности, в которой микросхема усилителя мощности имеет низкий входной импеданс (обычно менее 2 Ом), а сопротивление печатной платы обычно составляет 50 Ом. Разработчик часто использует конструкцию преобразования импеданса, чтобы минимизировать отраженную энергию при этих переходах импеданса. Однако существует множество характеристик, связанных с характеристиками сети, и если переходы импеданса не плавные, будет отраженная энергия.

Некоторое количество этой энергии отражается обратно к источнику по линии передачи, однако некоторое количество энергии будет излучаться. Эта энергия должна куда-то идти, поэтому излучаемая энергия может повредить другие проводники , вызывая проблемы с электромагнитными помехами.

Еще один момент, который иногда связан с переходами импеданса, — это запуск сигнала. Переход радиочастотной энергии от разъема к печатной плате часто имеет отражения из-за переходов импеданса или переходов режимов распространения волн. Радиочастотные разъемы обычно имеют коаксиальную конструкцию, что означает, что доминирующим режимом для плоских конфигураций, таких как печатные платы, является TEM (поперечное электрическое и магнитное излучение); более конкретно, микрополосковые и копланарные конфигурации имеют квази-ТЕМ-режим распространения волны, поскольку в их полях используются как диэлектрик, так и как воздух, в результате чего волна не является чистой ТЕМ. Когда энергия радиочастотного сигнала должна перейти из режима распространения волны TE в режим квази-TEM, при этом переходе возникают паразитные реактивные сопротивления. Эти реактивные сопротивления иногда сопровождаются переходами импеданса, и это может вызвать отраженную энергию, которая генерирует излучаемую энергию.

Соответственно, проектировщики схем, чувствительных к электромагнитным помехам, очень часто на этапе проектирования уделяют большое внимание областям разъемов схемы.

Паразитные режимы распространения волн могут возникать, когда в цепи возникает резонанс и генерируется дополнительная волна. Созданная волна обычно нежелательна и может мешать основной волне, которая должна распространяться по печатной плате. Поскольку эти паразитные волны взаимодействуют с протекающей волной или некоторыми особенностями схемы, они также могут генерировать излучаемую энергию. Более подробную информацию о побочных режимах и распространении волн можно найти в недавно представленной статье о проблемах СВЧ печатных плат [3].

Проектирование схемы может сыграть значительную роль в вопросах потерь на излучение, и особенно важен тип конфигурации схемы. Существует типичная тенденция конфигурации схемы на основе частоты для СВЧ плат. Конфигурации микрополосковых схем работающих на микроволновых частотах, однако на частотах миллиметровых волн чаще используются конфигурации схем GCPW.

Такое изменение схемотехники в основном обусловлено требованием к минимизацией паразитных вариантов, а также потерь на излучение. Существует гибрид этих конфигураций, где при запуске сигнала схема будет настроена как GPCW, а в остальном - как микрополосковая схема. Эта конструкция называется микрополосковой копланарной схемой и представляет собой попытку использовать лучшие свойства обоих типов схем. Микрополосковые схемы обычно имеют меньшие вносимые потери на микроволновых частотах, чем схемы GCPW, однако на частотах миллиметровых волн микрополосковые схемы страдают от повышенных потерь на излучение, тогда как GCPW работают намного лучше. При правильном проектировании микрополосковая схема с копланарным запуском минимизирует отражения и паразитные реактивные сопротивления при запуске сигнала, в результате чего микрополосковая схема работает лучше на более высоких частотах за счет меньших потерь на излучение.

Статья [4], в которой даются практические рекомендации по проектированию микрополосковых, компланарно-запускаемых микрополосок и GCPW, показывает, что потери излучения в микрополосковой схеме можно улучшить за счет использования конфигурации микрополосковых полосок с копланарным запуском. Кроме того, в этой статье показаны незначительные потери на излучение для оптимально спроектированной схемы GCPW до 50 ГГц.

Результаты экспериментальных данных.

Было проведено множество экспериментов для демонстрации обсуждаемых концепций относительно потерь на излучение. В первой серии экспериментов использовались микрополосковые резонаторы с щелевой связью, как показано на рисунке 2.

Резонатор был спроектирован как резонатор с длиной волны ½ длины волны на частоте 1 ГГц. Связь была такой, чтобы получить хорошие резонансные пики на частоте, кратной 1 ГГц, при сохранении потерь выше 15 дБ. Обратные потери более 15 дБ гарантируют, что добротность будет иметь незначительное влияние на отклик резонатора, что, по сути, означает, что разъемы, кабели и калибровка оказывают меньшее влияние на характеристики резонатора. Данные о потерях, полученные в результате измерения этой схемы, были получены в результате оценки добротности резонатора. Она состоит из различных компонентов потерь, как можно увидеть в следующих уравнениях:

Значение QL — это нагруженная добротность измеряемого резонатора, а Q0 — это ненагруженная добротность. Направляемая длина волны, связанная с эффективной диэлектрической проницаемостью контура, равна λg, а β — константа распространения. Значение αT представляет собой общие потери резонатора при использовании уравнения 7. Потери на излучение (αR) затем определяются путем измерения общих потерь резонатора, когда он открыт (αT open), и вычитаются из потерь того же резонатора, когда он закрыт (αT_enclosed). Это показывает, что разница в общих потерях между открытым и закрытым резонатором обусловлена только потерями на излучение.

Потери, связанные с потерями в проводнике (αC) и диэлектрике (αD), были определены из статьи Хаммерстада и Йенсена по характеристикам микрополосок [5]. При расчете потерь в проводнике к αD применялся множитель для учета влияния шероховатости поверхности меди на потери в проводнике по Моргану [6].

Первоначально резонатор измерялся без кожуха (открытого для окружающей среды), который позволял терять излучаемую энергию из этой цепи. Излучаемая энергия в этой конструкции будет в основном исходить из двух областей с зазором между линиями питания 50 Ом и элементом резонатора (широкий проводник посередине). Позже тот же резонатор измеряется закрытым заземленным металлическим корпуса, который улавливает излучаемую энергию, поэтому потери на излучение сводятся к нулю. В первом эксперименте материалом, использованным для изготовления схем, был ламинат TMM®4 толщиной 30 мил, обусловлено тем, что этот материал доступен со многими различными значениями Dk в диапазоне от примерно 3,5 до 12,2. В некоторых экспериментах будут рассмотрены различия в характеристиках при рассмотрении различных значений Dk и использовании ламинатов с одной и той же базовой подложкой, при этом основное отличие состоит в том, что Dk уменьшает возможные переменные, связанные с материалами схемы.

На рис. 3 показаны два снимка экрана микрополоскового резонатора с щелевой связью или примерно 2 ГГц. На рисунке 3а показано начальное измерение, а на рисунке 3b показано измерение с контуром резонатора внутри заземленного корпуса.

Анализируя рисунок 3 следует учитывать несколько моментов. Значения добротности (Q) разные, а центральная частота другая. Опять же, это та же самая схема физического резонатора, однако она тестируется с заземленным корпусом и без него. Влияние радиационных потерь очевидно по разнице в значениях Q.

Использование более низкой микроволновой частоты для измерения позволяет более точно определить потери в проводнике. На частоте 2 ГГц эффекты шероховатости меди хорошо определяются с помощью формул Хаммерстада и Йенсена в сочетании с множителем Моргана. Кроме того, коэффициент рассеяния или Df необходим для определения диэлектрических потерь, был измерен на том же материале, который использовался для изготовления контура резонатора, при 2,5 ГГц и в соответствии с IPC-TM-650 метод 2.5.5.5c [7].

Метод испытания.

Общие потери контура резонатора были определены как 0,270 дБ, а составляющая, связанная с потерями на излучение, составила 0,081 дБ.

Тот же эксперимент был повторен с другим материалом из того же семейства продуктов, но с гораздо более высоким значением Dk. Этим материалом был TMM13i со значением Dk 12,2, а снимки экрана измеренного резонатора приведены на рисунке 4.

Заметная разница видна на рисунке 4 при тестировании схемы резонатора с использованием материала с более высоким Dk по сравнению с рисунком 3, где использовался материал с более низким Dk.

Некоторые моменты, которые следует учитывать при использовании резонатора из материала с высоким Dk, - это минимальный сдвиг уровня мощности, показанный на оси y, небольшое изменение центральной частоты и гораздо меньшая разница в значении Q контура резонатора при испытаниях с заземленным корпусом и без него. Расчеты потерь были выполнены таким же образом, как объяснено для данных, показанных на рисунке 3. При этом общие потери составили 0,168 дБ, а потери, связанные с эффектами излучения, составили 0,005 дБ.

Разница в потерях на излучение между резонаторами, в которых используется материал с низким и высоким Dk, значительна, однако цифры могут быть неочевидны для тех, кто работает в индустрии печатных плат. Исключительно в качестве справки, которая может дать технологу, занимающемуся печатными платами, для более интуитивного понимания следует рассматривать различия Q так, как если бы они были рассчитаны как коэффициент рассеяния, что будет соответствовать разнице коэффициента рассеяния 0,0018 для цепи с низким Dk при тестировании с корпусом и без него и разнице Df 0,0002 для цепи с высоким Dk. Потери излучения являются одной из причин того, что при использовании микрополосковой схемы, которая не закрыта, необходимо тщательно проводить определение характеристик микроволнового материала, поскольку могут быть сообщены ошибочные значения Df.

Большое внимание было уделено тому, чтобы схемы резонаторов были максимально похожими. В схемах использовался один и тот же подход к запуску сигнала: микрополосковая линия с копланарным запуском и те же разъемы. Кроме того, пришлось приложить немало усилий для создания заземленного корпуса, чтобы обеспечить достоверные измерения потерь.

Схемы микрополосковых линий передачи, запускаемые в копланарном режиме, сначала тестировались с корпусом и без него, чтобы оценить, как корпус ведет себя в более широком диапазоне частот. Было обнаружено, что первоначальная конструкция корпуса имеет паразитные режимы распространения волн. Помехи увеличили потери, а также привели к появлению очень шумных кривых вносимых потерь. После модификации корпуса радиационные потери достигли приемлемого соответствия моделям. На рисунке 5 представлены кривые вносимых потерь для цепей линий электропередачи, в которых используется материал с меньшим значением Dk, и показаны различия в исходной конструкции до и после модификации.

Из-за плохого запуска сигнала в конструкции и для того, чтобы не путать эту проблему с влиянием потерь на излучение, в этом эксперименте не были получены данные о более высоких частотах за пределами 3 ГГц. Разницу в кривых вносимых потерь, связанную с потерями на излучение, можно увидеть при сравнении кривых с надписью «Без корпуса» и «Модифицированный корпус». Кривая «Без корпуса» является склонной к потерям излучения, тогда как «Модифицированный корпус» не позволяет потерям излучения выходить за пределы системы. Схема по-прежнему излучает энергию внутри корпуса, однако излучаемая энергия шунтируется на землю и является частью обратного пути заземления.

Поскольку этот путь возврата заземления может быть не таким чистым, как заземляющий слой цепи, потери в проводнике, связанные с корпусом, могут быть больше. В этом исследовании не предпринималась попытка объяснить эти потенциальные потери. На рис. 6 показано изображение резонаторной схемы с использованием подложки с высоким Dk и крышки корпуса.

Крышка корпуса на рис. 6 б — до модификации. Во время тестирования схема резонатора была перевернута, как показано на рис. 6, так, чтобы сторона схемы находилась внизу и внутри углубления в крышке. Кроме того, для герметизации краев схемы вокруг крышки использовалась проводящая изолента, а также была прикреплена опорная пластина (не показана). Эта установка выглядела как металлическая коробка с резьбой для радиочастотных разъемов, выступающей из каждого конца коробки.

Корпус был модифицирован ( рис 6в) путем добавления произвольно ориентированных выступов на внутренней стороне крышки. Это изменяет волноводный эффект, поэтому паразитные волны не могут распространяться. Добавление гребней позволило значительно улучшить снижение шума на кривых вносимых потерь в цепях линий передачи.

Следующий эксперимент показывает разницу, как потери на излучение способствуют вносимым потерям при рассмотрении хорошего и плохого запуска сигнала. Используя один и тот же медный ламинат, были изготовлены четыре схемы. Каждый набор имел длинную и короткую микрополосковую линию передачи. В каждом наборе длинные и короткие линии передачи были одинаковыми во всех деталях, за исключением длины. Известная разница в длине позволяет использовать метод испытаний, при котором вносимые потери реальных цепей можно определить без влияния разъемов и запуска сигнала. Этот метод определен в статье, посвященной различным методам микроволновых испытаний [8]. Большая часть эффектов разъемов и запуска сигнала вычитается из сообщаемых вносимых потерь, однако маловероятно, что все эффекты полностью устранены.

Цель следующего эксперимента – показать, что хотя большинство эффектов запуска сигнала устраняется методом дифференциальной длины, потери излучения, связанные с запуском сигнала, остаются. На рисунке 7 показаны два набора схем, которые были изготовлены из одного и того же материала с низким Dk, однако один набор имел хороший запуск сигнала, а другой - относительно плохой.

На рисунке 7а видно, что примерно на частоте 25 ГГц схемы с плохим запуском сигнала начинают иметь шум на кривой вносимых потерь, и он ухудшается по мере увеличения частоты. Такое поведение типично для микрополосковой линии передачи толщиной 20 мил с относительно низким Dk, а шум возникает из-за паразитных мод, мешающих желаемому режиму схемы. Та же схема и материал, но с хорошим запуском сигнала, имеют гораздо более плавную кривую вносимых потерь вплоть до 50 ГГц. Более качественный запуск сигнала сводит к минимуму серьезность паразитных мод, однако следует учитывать еще кое-что. Если инженер проанализирует рисунок 7a и решит обрезать данные на частоте 10 ГГц, данные могут быть искажены, поскольку кривые вносимых потерь относительно хорошо ведут себя в этом диапазоне частот. Хотя шум из-за плохого запуска сигнала не виден на рисунке 7b, влияние плохого запуска сигнала влияет на кривую вносимых потерь на этих более низких частотах и приводит к тому, что схема с плохим запуском сигнала имеет большие потери. Опять же, в этих схемах использовался один и тот же материал, и они были изготовлены с отличием размеров до нескольких дюймов друг от друга. При этом предполагается, что свойства материала почти идентичны. Разница в кривых вносимых потерь может быть ошибочно принята за существенную проблему. (Дополнительное примечание: плохие обратные потери также могут привести к увеличению вносимых потерь.)

Однако для схем, протестированных на рисунке 7, все они имели хорошие обратные потери (лучше 15 дБ) до 20 ГГц , поэтому проблемный диапазон до 10 ГГц, показанный на рисунке 7b, не связан с плохими обратными потерями.

Если бы инженер использовал данные, показанные на рисунке 7b, для обратного расчета коэффициента рассеяния без учета потерь на излучение, результаты были бы ошибочными. Разница потерь на частоте 10 ГГц 0,242 дБ/дюйм. для хороших цепей запуска сигнала по сравнению с 0,274 дБ/дюйм. схем запуска с плохим сигналом будут иметь разницу Df 0,0009.

Учитывая, что материал, использованный на рисунке 7, имел значение Df, протестированное на частоте 10 ГГц, равное 0,0034 с использованием метода IPC-TM-650 2.5.5.5c, предполагаемое значение Df могло достигать 0,0043.

Существует еще одна важная проблема, которую следует учитывать при попытке обратного расчета Df по вносимым потерям в линии передачи, помимо потерь на излучение и запуск сигнала, а именно влияние шероховатости медной поверхности. Существует очень мало моделей, которые способны точно сообщать о влиянии шероховатости поверхности меди на вносимые потери в широком диапазоне частот. Кроме того, все типы меди имеют естественную вариацию шероховатости медной поверхности, и она может варьироваться от одной схемы к другой при использовании одного и того же материала. Не зная фактической шероховатости медной поверхности схемы, это может привести к значительным изменениям, особенно на более тонких ламинатах, таких как толщина 10 мил или меньше.

В целом попытка получить Df материалов путем измерения вносимых потерь на микрополосках не считается хорошей практикой из-за множества переменных, связанных с потерями излучения, запуском сигнала и шероховатостью поверхности меди.

Наконец, зеленая кривая, показанная на рисунке 7b, представляет собой модель, созданную с помощью программного обеспечения MWI-2010, которое можно бесплатно загрузить с сайта Роджерс (Rogers Corporation.)

Это программное обеспечение использует уравнения из статьи Хаммерстада и Йенсена, а также из статьи Моргана. В это программное обеспечение была добавлена дополнительная процедура, включающая уравнения 2, 3 и 4 из этой статьи для оценки радиационных потерь. На рисунке 7b видно, что результаты этой модели несколько консервативны, однако относительно точны.

Таким образом, существует множество переменных, которые могут повлиять на радиационные потери, и в этой статье были оценены лишь некоторые из наиболее легко определяемых аспектов.

Было обнаружено, что уравнения 2, 3 и 4 относительно точны для прогнозирования потерь на излучение для микрополосковых схем и на микроволновых частотах. Однако они не могут объяснить несколько сценариев реальной жизни. Уравнения достаточно просты, чтобы их можно было ввести в электронную таблицу и использовать в качестве быстрого справочника совместно с программой MWI-2010, которая дает значение эффективной диэлектрической проницаемости. Было показано, что в тех случаях, когда уравнения 2, 3 и 4 оказались неточными, они переоценивали величину радиационных потерь, что является консервативной ошибкой.

Например, на протяжении всего этого исследования большинство результатов находились в пределах 5% или лучше между измеренным значением и прогнозируемыми потерями излучения, причем большая ошибка была обнаружена на частотах миллиметрового диапазона.

---

ИСПОЛЬЗОВАННАЯ ЛИТЕРАТУРА

1. Джон Кунрод, «Сравнение вносимых потерь обычных высокочастотных конструкций печатных плат», февраль 2013 г.
2. Абузахра, Мохаммад Деб и Леонард Левин, «Излучение от микрополосковых разрывов», август 1979 г.
3. Джон Кунрод, «Электрические проблемы для печатных плат миллиметрового диапазона», сентябрь 2013 г.
4. Б. Росас, «Оптимизация тестовых плат для концевых разъемов с частотой 50 ГГц: заземленные копланарные выводы и сквозные линии на Rogers RO4350B толщиной 30 мил в сравнении с микрополосковыми конструкциями», Аризона, 2007 г. www. Southwestmicrowave.com.
5. Э. Хаммерстад и О. Дженсен, «Точные модели автоматизированного проектирования микрополосковых систем», май 1980 г.
6. С. П. Морган, «Влияние шероховатости поверхности на потери от вихревых токов на микроволновых частотах», апрель 1949 г.
7. Стандартные методы испытаний IPC-TM-650. http://www.ipc.org
8. Джон Кунрод, « Влияние переменной диэлектрической проницаемости материалов печатных плат, используемых на микроволновых частотах», октябрь 2011 г. TMM и RO4350B являются лицензированными торговыми марками Роджерс (Rogers Corporation).